Layer 1(レイヤー1)

通信の測定/シミュレーションに関する翻訳で、Layer 1(レイヤー1)という言葉がよく出てくる(例えば、W1918 LTE-Advancedベースバンド検証ライブラリのp2)。

携帯電話やPCでの電子メール、Webサイト閲覧など、ネットワーク通信が社会活動や生活において不可欠なものになって久しい。携帯電話やPCのメーカーが異なっていても(それらに使用されている通信用デバイスが異なっていても)、伝送経路や伝送形態が異なっていても(電波で伝送されていても、光ファイバーで伝送されていても)、確実に通信が行えるのは、ネットワーク上で通信を行なう際の手順やルール(プロトコルと呼ばれる)が決められている。

コンピュータネットワーク通信の初期には、異なるメーカーの機器間での通信が困難だったので、特定のメーカー(機器)に依存しないデータ通信のプロトコルの必要性が高まり、1984年にISO(国際標準化機構)により、OSI(Open Systems Interconnection)参照モデルと呼ばれる通信システムの設計方針が定められた。OSI参照モデルは実装を考慮していない机上の規格であることや、ちょうどその頃TCP/IP が急速に普及してきたこともあり、OSI参照モデルに準拠した製品は普及しなかったが、ネットワーク通信の基本的な考え方を示すモデルとして広く使用されている。

OSI参照モデルには、7つの階層があり、

第7層(レイヤー7、L7):アプリケーション層(アプリケーションに固有の規定)
第6層(レイヤー6、L6):プレゼンテーション層(データフォーマットに関する規定)
第5層(レイヤー5、L5):セッション層(通信の開始/終了に関する規定)
第4層(レイヤー4、L4):トランスポート層(通信の信頼性(誤り訂正など)に関する規定)
第3層(レイヤー3、L3):ネットワーク層(異なるネットワーク間の通信(データのルーティングなど)に関する規定)
第2層(レイヤー2、L2):データリンク層(同じネットワーク内の通信(パケットの送受信など)に関する規定)
第1層(レイヤー1、L1):物理層(物理的な接続(電気信号の変調方式やケーブル)に関する規定)

と呼ばれている。

OSI参照モデルについては、以下を参照

基礎からわかる!パソコン入門・再入門 > パソコン基礎知識 > インターネットの仕組み > 6.プロトコルとは

IDM、fabless、foundry(IDM、ファブレス、ファンドリー)

EDA(エレクトロニック・デザイン・オートメーション)に関する翻訳で、IDM、fabless、foundry(IDM、ファブレス、ファンドリー)という言葉がよく出てくる(例えば、Premier Communications Design Softwareのp3)。

IDMは、Integrated Device Manufacturerの略で「垂直統合型デバイスメーカー」と訳されることが多い。半導体メーカーのうち、設計から製造、販売まで自社ですべてを行なう(垂直統合で行なう)企業(あるいはビジネスモデル)がIDMと呼ばれる。現在の代表的なIDMとしてIntelやサムスン電子があるが、1980年代から1990年中頃にかけての日本の半導体メーカーはすべてIDMで、世界の半導体売上高トップ10社の半数程度に名前を連ねていたが、現在トップ10社に入るのは東芝の半導体部門だけであり、それも売却の予定である。

1990年代以降、半導体集積回路の微細化が進むに連れて、半導体工場の建設に莫大な投資が必要になったため、IDMに対して、ファブレス、ファンドリーと呼ばれる水平分業型のビジネスモデルが出てきた。ファブレスとは、fab(fabrication facility、製造工場)を持たず、製造はファンドリーに任せ、半導体の設計とマーケティング、販売のみを行なう企業(あるいはビジネスモデル)である。現在の代表的なファブレスとして、Qualcomm、NVIDIA、AMDなどがある。ファンドリー(foundry)とは、もともとは鋳造工場という意味であるが、自社で半導体の設計は行わず、ファブレス企業から製造を受託する(IDM企業からも製造を受託することがある)企業(あるいはビジネスモデル)である。現在の代表的なファンドリーとしては、TSMC(Taiwan Semiconductor Manufacturing Company Limited)があり、ファンドリービジネスの50%以上のシェアを持っている。

IDM、ファブレス、ファンドリーについては、以下を参照。

日の丸半導体 衰退招いた「分業嫌い」の真相 電子立国は、なぜ凋落したか(4)

分業を嫌ったから日本は衰退した?ファブレス/ファンドリーで成功するには

SENT

車載用シリアルバスの測定に関する翻訳に、SENTという言葉が出てくる(例えば、オシロスコープ測定ツールによる車載用シリアルバスの効果的なデバッグ)。

近年、自動車の燃費や二酸化炭素の排出基準の強化に伴い、エンジンの最適制御がますます求められるようになってきている。そのためには、さまざまなセンサからの高精度の情報をECU(Electronic Control Unit)と呼ばれる自動車制御用コンピュータが受け取って、それに基づいてエンジンを制御する必要がある。従来は、アナログ信号としてセンサーから情報を受け取っていたが、自動車の電動化、高機能化に伴う電磁ノイズの増加に起因するグランド電位の変動や伝送時の信号劣化、ECUでのA/D変換誤差などにより、センサ出力値の精度が低下して、高度な制御が困難になってきている。このような問題を解決するために、センタとECU間をデジタル信号で通信するためのプロトコルが開発された。これが、SENTである。SENTは、Single Edge Nibble Transmission(シングル・エッジ・ニブル伝送)の略で、SAE(Society Automobile Engineers、米国自動車技術協会)で規格化された通信プロトコル(SAE-J2716)である。

SENTは、センサーからECUへの片方向のポイントツーポイントのシリアル通信である。2つのパルスの立ち下がりエッジ(シングル・エッジ)間の時間の長さで、4ビット(16通りの状態、1ニブルと呼ばれる)を表し、それをひとかたまり(最小単位)としてデータを伝送するので、シングル・エッジ・ニブル伝送(SENT)と呼ばれる。

SENTについては、以下を参照。

日立評論のホームページ > バックナンバー > 2013年 > 2013年11月号 > パワートレイン用高精度センサーの展開の「3.2 センサー信号伝達での高精度化」

dynamic range(ダイナミックレンジ)

測定器の翻訳で、dynamic range(ダイナミックレンジ))という言葉がよく出てくる(例えば、発生頻度の低い信号の広帯域/高ダイナミック・レンジ測定による複雑なシステム/環境の特性評価)。

最も広い意味での測定器のダイナミックレンジは、測定器に入力可能な最大信号レベルと測定器で識別可能な最小信号レベル(ノイズフロアレベル(表示平均雑音レベル))との差(比)である。

しかし、測定器では、信頼性と再現性の高い信号レベルの測定値が得られなければ意味がないので、与えられた測定の不確かさで測定可能な最大信号レベルと最小信号レベルの差は、上のダイナミックレンジの定義よりも小さくなる。

ダイナミックレンジを制限する要因として、スペクトラム・アナライザでは、入力信号を増幅する増幅器や周波数変換するミキサの利得圧縮(入力信号レベルが高いと、信号レベルが圧縮され不正確になる)や、2次高調波歪み3次相互変調歪み位相雑音(入力信号レベルが高いと、測定器の内部で発生するこれらの歪み成分により、測定対象の低レベル信号を識別できなくなる)などがある。

ダイナミックレンジについては、以下を参照。

RF/マイクロ波スペクトラム・アナライザのダイナミック・レンジの最適化

First-order PLL、Second-order PLL(1次PLL、2次PLL)

ジッタ解析に関する翻訳で、First-order PLL、Second-order PLL(1次PLL、2次PLL)という言葉がよく出てくる(例えば、ジッタ解析のp5)。

PLLとは、外部からの入力信号(基準信号)と同期した(位相差がゼロの)出力信号を生成するための回路である。PLLの動作は、以下のように表わすことができる。

(1) PLLへの入力信号(基準信号)をA1cos(ωt+φ_in(t))、PLLからの出力信号をA2cos(ωt+φ_out(t))とする。

(2) これらの信号が位相比較器(ミキサなどの掛け算回路)に入力され、誤差信号として位相比較器から

v_detector(t)=(K_detector・A1・A2/2)sin(φ_in(t)-φ_out(t))、K_detectorは位相比較器の利得
≒(K_detector・A1・A2/2)(φ_in(t)-φ_out(t))、φ_in(t)-φ_out(t)<<1の場合
=(K_detector・A1・A2/2)φ_error(t)、φ_error(t)=φ_in(t)-φ_out(t)は位相差

が出力される。この式の両辺をラプラス変換すると(時間領域の信号表現をs領域の信号表現に変換すると)、

v_detector(s)≒K_detector・φ_error(s)

となる。

(3) このv_detector(s)が、伝達関数がF(s)のループフィルターを通るので、その出力v_filterは、

v_filter(s)=F(s)・v_detector(s)

となる。

(4) v_filter(s)が電圧制御発振器(VCO)に入力され、その出力がフィードバックされて、再度位相比較器に入力される。

VCOは、VCOへの入力信号電圧v_filter(t)に応じてVCOの出力信号の周波数ω_vco_out(t)を可変するデバイスなので、

ω_vco_out(t)=ω_c+K_vco・v_filter(t)、ω_cは中心周波数、K_vcoはVCOの利得

と表わすことができる。周波数ωは位相φの変化率(時間微分)なので(ω(t)=dφ(t)/dtなので)、VCOの出力信号の位相φ_vco_out(t)は、ω_vco_out(t)を積分して、

φ_vco_out(t)=∫ω_vco_out(t)dt=ω_c・t+K_vco∫v_filter(t)dt

となる。したがって、VCOの出力信号電圧V_vco_out(t)は、

V_vco_out(t)=A0cos(φ_vco_out(t))=A0cos(ω_c・t+K_vco∫v_filter(t)dt)

となる。

この信号がPLLの出力信号であり、また、フィードバックされて、再度位相比較器の入力信号にもなる。この信号の初期位相K_vco∫v_filter(t)dtを、

φ_out(t)=K_vco∫v_filter(t)dt

と表し、両辺をラスラス変換すると、

φ_out(s)=K_vco(v_filter(s)/s)

となる。

以上の(1)~(4)をまとめると、PLLに、初期位相φ_in(t)の基準信号が入力されると、最初に位相比較器で初期位相φ_out(t)のフィードバック信号との位相差に比例する信号v_detector(t)が生成され(v_detector(s)≒K_detector・φ_error(s))、その信号が伝達関数がF(s)のループフィルターを通り(v_filter(s)=F(s)・v_detector(s))、その電圧v_filter(t)に応じてVCOから初期位相φ_out(s)=K_vco(v_filter(s)/s)の信号が出力され、その初期位相φ_out(t)の信号がPLLの出力信号となるのと同時に、再度位相比較器にフィードバックされ、ループすることにより(基準信号の初期位相φ_in(t)との差(φ_in(t)-φ_out(t))がゼロに近づき)位相同期が行われる。

ここで、入力がX(s)、出力がY(s)、順方向経路の伝達関数(ゲイン)がP_forward(s)、フィードバック経路の伝達関数(ゲイン)がP_feedback(s)の典型的なフィードバック制御系の閉ループ伝達関数H(s)は

H(s)=Y(s)/X(s)=P_forward(s)/(1+P_forward(s)・P_feedback(s))

である。

上で説明したPLLにこれを適用すると、順方向経路の伝達関数(ゲイン)は、位相比較器の利得(K_detector)、ループフィルターの伝達関数F(s)、VCOの利得(K_vco)、VCOでの積分演算(1/s)を掛けたもので、

P_forward(s)=K_detector・F(s)・K_vco・(1/s)

で与えられ、フィードバック経路には何もないのでその伝達関数(ゲイン)は、

P_feedback(s)=1

で与えられるので、PLLの閉ループ伝達関数H(s)は

H(s)=φ_out(s)/φ_in(s)=K・F(s)/(s+K・F(s))、K=K_detector・K_vco

となる。

ループフィルターがない場合は、F(s)=1なので、

H(s)=K/(s+K)

となる。この場合、分母がsの1次式なので、1次のPLLと呼ばれる。

ループフィルターが、CRフィルターの場合は、時定数T=RCを用いて、F(S)=1/(1+sT)と表されるので、

H(s)=K/(s(1+sT))

となる。この場合、分母がsの2次式なので、2次のPLLと呼ばれる。

1次のPLL、2次のPLLについては、以下を参照。

Unlocking the Phase Lock Loop – Part 1(英語pdf)

PRINCIPLES OF PHASE LOCKED LOOPS(PLL)(英語pdf)

CAN FD

シリアルバスの測定に関する翻訳に、CAN FDという言葉が出てくる(例えば、CAN FDアイダイアグラム・マスク・テスト)。

最近の自動車には、ECU(Electronic Control Unit)と呼ばれる自動車制御用コンピュータが多数搭載され(100個以上搭載している自動車もある)、電子制御により高度な機能(パワートレイン制御(エンジンやトランスミッションの制御)、ボディー制御(パワー・ウィンドウ、ドアロック、ミラーなどの制御)、安全制御(各種センサで取り込んだ車外情報によるブレーキ制御など)など)を実現している。また、これらの機能は互いに関連することが多いので、各ECU間でデータ通信を行って協調動作する必要がある。しかし、各ECUをそのデータ専用の個別のワイヤで配線すると、ECUの数が多い場合は、配線の数が膨大になり、配線の重量やスペースが増え、コストの増加、信頼性の低下、故障診断や設計変更が困難になるといった問題が生じる。

このような問題を解決するために、各ECU間のデータ通信を行なうための車載ネットワーク規格として広く用いられているのが、ドイツの電装メーカのBOSCH社が1986年に仕様を公開し、1993年に国際標準化機構によりISO 11898として規格化されたCAN(Controller Area Network)である。CANでは、各ECUが1本の通信線上にぶら下がっていて、1本の通信線を共有している。CANは、マルチマスター方式なので、各ECUを同じ仕様で設計でき、ECUの追加が容易である。マルチマスター方式のため、通信の衝突を回避するために、送信データに優先順位を付けて、複数のECUからデータが同時に送信された場合に優先順位の高いものが送信されるようにしている。1回に送信できる最大データ量(1つのデータフレームの最大ペイロード(データフィールド))は8バイトで、通信速度は最大1Mbpsである。

CANは、国際規格になってから20年以上経過し、その間に電子制御も高度化したので、最大1Mビット/sの通信速度ではデータ伝送容量が不足するようになった。これを解決するために、2000年に欧州のメーカを中心にFlexRayコンソーシアムが結成され、CANの後継規格として、伝送速度の向上(10Mbps)、ネットワーク構成の柔軟性の向上(バス型、パッシブ・スター型、アクテブ・スター型)や信頼性の向上(完全2重化など)のためにFlexRayという規格が策定された。しかし、FlexRayは高価なので採用が進んでいない。これに対して、BOSCH社が新たに策定したのが、CAN FD(CAN with Flexible Data rate)という規格で、2015年に ISO 11898-1:2015として規格化された。CAN FDでは、1つのデータフレーム内のデータフィールドが8バイトから64バイトに拡張され、通信速度が1Mbps以上に高速化されている。

CAN FDについては、以下を参照。

【車載情報技術】車載ネットワーク 「CAN」 「CAN FD」

CAN FD – The basic idea(英語ページ)

zero(零点)

フィルタ設計ソフトウェアに関する翻訳で、zero(零点)という言葉がよく出てくる(例えば、Genesys S/FilterソフトウェアによるカスタムRF/マイクロ波/アナログフィルターのシンセシスのp3)。

図1.

図2.

図3.

重ね合わせの原理が成り立つ線形システムに正弦波を入力して、その定常応答の出力を解析する場合は、周波数応答関数(伝達関数)H(ω)=Y(ω)/X(ω)[X(ω):入力信号の各フーリエ成分(フーリエ変換)、Y(ω):出力信号の各フーリエ成分(フーリエ変換)]を用いる方法が便利である。

一方、入力波形の急激な変化に対する過渡的な応答を解析する場合は、ラプラス変換の伝達関数を用いる方法が便利である。ラプラス変換では、周波数ωの拡張概念である複素周波数s=σ+jωで減衰項を導入することにより、システムの挙動を過渡状態を含めて考えることができる(図1および図2)。

ラプラス変換の伝達関数は、G(s)=Y(s)/X(s)[X(s):入力信号のラプラス変換、Y(s):出力信号のラプラス変換]で定義され、多くの場合、図3のようなsの有理式で表わされる。この有理式の分子を因数分解して、分子がゼロとなるsを、伝達関数が何も伝達しないという意味で零点という。同様に、分母を因数分解して、分母がゼロとなるsを、伝達関数が無限大の量を伝達するという意味で極という(これらの零点や極を複素平面上にうまく配置することにより、所望の伝達特性(伝達関数)を持つフィルタを設計できる)。

ラプラス変換については、以下を参照

The Laplace Transform(英語pdf)

東京工業大学 大学院理工学研究科 電子物理工学専攻 松澤・岡田研究室のホームページ > Lectures > 信号システム解析 > 2006 03

pulse desensitization(パルス感度抑圧)

パルス波形測定に関する翻訳で、pulse desensitization(パルス感度抑圧)という言葉がよく出てくる(例えば、パルスドレーダー信号の測定のp7)。

時間領域で、振幅がA、パルス幅τの矩形パルスが繰り返し幅(パルス周期)Tで繰り返される周期パルスには、周期T(周波数1/T)の基本波(メインローブ、搬送波)以外に、高調波(サイドローブ、側波帯)が含まれている(周期パルスをフーリエ変換するとわかる。例えば、ここを参照)。したがって、スペクトラム・アナライザを使用して周波数領域でこの信号を測定すると、パルスのエネルギーがメインローブ以外のサイドローブに分散されるので、振幅がA、周期Tの正弦波(搬送波)に比べて、周期パルスのメインローブの振幅が小さくなる。これを、パルス感度抑圧と呼んでいる。

時間領域で、振幅がA、パルス幅τの矩形パルスが繰り返し幅(パルス周期)Tで繰り返される周期パルスをフーリエ変換することにより、メインローブの振幅がA(τ/T)と求まる。これと周期Tの正弦波の振幅Aとの比(τ/T)を対数で表した

20log(τ/T)

は「パルス感度抑圧係数」と呼ばれている。

パルス感度抑圧については、以下を参照

Agilentスペクトラム・アナライザ・シリーズ Application Note 150-2のp8~p9

DTF

ハンドヘルド・アナライザに関する翻訳に、DTFという言葉がよく出てくる(例えば、FieldFoxハンドヘルド・アナライザのp3)。DTFは、Distance To Faultの略で、「障害位置検出」と訳されることが多い。

携帯電話の基地局のアンテナは高い塔やビルの上にある場合が多く、送信機とアンテナ間のケーブルは、風雨にさらされ温度/湿度の極端な変化を受けるので劣化しやすい。DTF測定はこのようなアンテナ/ケーブルの障害の調査に使用されることが多い。

アンテナが高い塔の上にある場合は、送信機の出力端子とアンテナの入力端子を接続するケーブルを取り外して、ケーブルの両端で測定するのが難しいので、送信機と接続する側のケーブル端から周波数掃引信号を入力して、ケーブルの途中の劣化箇所(ケーブルの極端な曲がりや亀裂、コネクタの接続不良など)でのインピーダンスの変化に起因する反射波が、反射係数VSWR、リターンロス)として測定される。

得られた反射係数対周波数の測定結果を逆フーリエ変換することにより、時間に対する振幅特性が得られるので、その振幅のピーク位置から、ケーブル内の信号の伝搬速度がわかっていれば、劣化箇所の位置(ケーブル端からの距離)を特定できる。これがDTF測定である。

DTFについては、以下を参照

Techniques for Time Domain Measurements(英語pdf)

Volterra series(Volterra級数)

無線通信のパワーアンプ測定/シミュレーションに関する翻訳で、Volterra series(Volterra級数)という言葉がよく出てくる(例えば、パワーアンプ・テスト用 Signal Studio N7614Bのp2)。

携帯電話やスマートフォンなどのモバイル無線機器の基地局でされているパワーアンプは、高い電力変換効率と同時に隣接チャネルへの不要な歪み成分の漏洩を防ぐために高い線形性が求められる。このために、デジタル・プリディストーションと呼ばれる手法が用いられている。デジタル・プリディストーションでは、通常、パワーアンプに入力される信号の瞬時電力に基づいて、歪み補償テーブルを参照してパワーアンプの非線形特性の逆特性をパワーアンプ入力の直前の信号に適用して、パワーアンプの入力信号と出力信号の関係を線形化する。しかし、パワーアンプには、瞬時電力に基づいた歪みだけでなく、メモリ効果と呼ばれる歪み(過去の入力信号の履歴に依存する歪み)が存在する。このメモリ効果による歪みを打ち消すためには、パワーアンプの入力信号と出力信号の間のメモリ効果に起因した非線形性をモデル化する必要があり、その手法の内の1つとしてVolterra級数展開と呼ばれるものがある。これは、パワーアンプ内の素子や回路などの物理/電気特性の詳細が分からなくても、メモリ効果が含まれる非線形性を表わすことのできる数学的なモデルであるが、正確なモデルにするためには、級数の次数が大きくなり、その係数の決定に時間がかかったり、逆特性の適用の際に計算コストがかかるという欠点がある。

Volterra級数展開は、線形性(重ね合わせの原理が成り立つ)、時不変性(時刻が異なっても入力と出力の関係が同じ)、因果律(時刻nにおけるシステムの出力y[n]は、過去の入力x[n]、x[n-1]、…のみに依存、メモリ効果あり)を満たすシステムに対する畳み込み演算を、以下のように非線形システムに対して拡張したものである。

メモリ効果なしの線形システム(ここでは線形増幅器)では、出力信号y(t)は、入力信号の瞬時値x(t)のみに依存し、リニア利得(比例係数)hを用いて、以下のように表される。

y(t)=h・x(t)、・は掛け算を表わす記号 (1)

メモリ効果ありの線形増幅器では、出力信号y(t)は、過去(0≦τ≦t)の入力x(t-τ)のすべてに、インパルス応答である重み関数h(τ)を掛けて足し合わせること(畳み込み積分すること)により、以下のように表される。

y(t)=∫h(τ)x(t-τ)dτ (2)

メモリ効果なしの非線形増幅器では、出力信号y(t)は、(1)式を拡張して、以下のようにTaylor級数展開で表される。

y(t)=h1・x(t)+h2・x(t)^2+…+hn・x(t)^n、^は累乗を表わす記号

メモリ効果ありの非線形増幅器では、出力信号y(t)は、(2)式を拡張して、以下のようにVolterra級数展開で表される。

y(t)=∫h1(τ)x(t-τ1)dτ1+∫∫h2(τ1、τ2)x(t-τ1)x(t-τ2)dτ1dτ2+…+
   ∫…∫hn(τ1、τ2、…τn)x(t-τ1)x(t-τ2)…x(t-τn)dτ1dτ2…dτn

Volterra級数については、以下を参照。

Volterra Series:Introduction & Application(英語pdf)